一種710 MHz LTE天線的去耦合分析

2017-03-28 by:CAE仿真在線來源:互聯(lián)網(wǎng)

作者:趙飛,朱守正華東師范大學

為了提高天線的容量和發(fā)射接收速率,LTE通信系統(tǒng)使用了MIMO天線。由于移動終端上空間有限,多個天線間存在較大耦合,天線的輻射效率和通信容量會降低。為了解決這一問題,從S參數(shù)的角度推導出了天線的正交輻射模式,提出了通過加入180°耦合器來降低多個天線間耦合的方法。使用HFSS和ADS對設計好的710MHz天線進行聯(lián)合仿真,結(jié)果顯示加入耦舍器后,兩個天線間的耦合明顯減小。這種設計使得該天線可以很好地應用于LTE通信系統(tǒng)的移動終端。

0 引言

LTE項目是3G技術的演進,它改進并增強了3G的空中接入技術,采用OFDM和MIMO作為其無線網(wǎng)絡演進的標準。在20MHz頻譜帶寬下能夠提供下行150Mb/s與上行50Mb/s的峰值速率。

為了滿足LTE在高數(shù)據(jù)率和高系統(tǒng)容量方面的需求,LTE系統(tǒng)支持多天線MIMO(Multiple Input Multiple Output)技術,在發(fā)射端和接收端同時使用多個天線進行接收和發(fā)射,將不可避免地引起多個天線之間的相互耦合,導致天線之間的相關性減小,從而降低通信容量,而且也會降低天線的輻射效率。這種耦合在移動終端天線上表現(xiàn)得尤為明顯。通常為了降低天線之間的耦合,要求增大天線之間的距離,而移動終端有限的空間又不能滿足此要求,尤其是在700MHz左右的頻段,幾個天線之間的電氣距離通常只有波長的十幾分之一,這就更加劇了耦合程度。

在移動終端,通常使用印制板天線,所以本文研究的主要問題也是多個印制板天線之間的耦合問題。印制天線之間的耦合通常包括3個部分:遠場耦合;近場耦合;表面波耦合。當多個天線之間的極化方向相同時,就會存在遠場耦合,天線之間的距離增大一倍,耦合會減小6dB。當一個天線處于另一個天線的近輻射場時,近場耦合就會發(fā)生,耦合與介質(zhì)的介電常數(shù)有關,也與天線之間的距離有關,當天線的距離增大一倍時,耦合會減小12~18 dB。表面波耦合發(fā)生在介質(zhì)層,天線之間的距離增大一倍,表面波耦合減小3dB。當介質(zhì)的厚度h與波長λ0之間的比值達到一定數(shù)值時,表面波之間的耦合將起主導作用。

為了降低多個天線之間的耦合,人們想出了各種辦法。其中一種有效的方法就是使用DMN(Decoupling and Matehing Networks)技術。具體的設計方法與實例文獻均有論述,但是文中并沒有給出具體的理論說明。文獻提出了一種采用正交模式分析的方法,通過S參數(shù)分析,從理論上給出了一種合理的去耦合方法。本文采用文獻給出的S參數(shù)分析方法,對文獻提出的710MHz天線之間的耦合進行研究,并通過計算設計出一種采用集總參數(shù)元件構(gòu)成的耦合器與匹配網(wǎng)絡去掉兩個天線之間的耦合。通過HFSS和ADS聯(lián)合仿真可以看出,S12與S21參數(shù)得到了明顯改善。

1 一種710MHz雙天線的設計

710MHz的頻段是LTE使用的一個重要頻段,然而在移動終端上,移動設備有限的體積與710MHz較大的波長給設計師提出了苛刻的要求。LET 使用的是MIMO技術,也就是在一個終端上同時存在著多個發(fā)射天線,不可避免地引起了天線之間的耦合,降低了通信容量。文獻提出了一種曲線形雙天線,這種緊湊的結(jié)構(gòu)符合了移動終端對體積的要求。但是緊湊的結(jié)構(gòu)也引起了天線之間較高的耦合。

天線的結(jié)構(gòu)設計如圖1所示。天線工作在710MHz的頻段,由兩個曲線單極子天線組成。兩個天線印制在FR4介質(zhì)板上(介電常數(shù)等于4.6,介質(zhì)厚 1mm)。天線走線的寬度是1mm,走線之間的距離也是1mm。兩個天線之間的距離是6mm,天線端口接1.8mm的微帶線饋電。使用HF-SS 12進行仿真,可以得出S參數(shù)如圖2所示?？梢奡11的性能很好,然而天線之間的耦合S12過大,難以滿足LTE對天線工作性能的要求。

2 S參數(shù)的去耦合分析

為了提高天線的輻射效率,學者們提出了DMN技術,即在多個天線的輸入端先加耦合器以去掉天線之間的耦合,然后加匹配網(wǎng)絡,如圖3所示。文獻對這種方法進行了詳細論述,并闡述了用S參數(shù)分析正交模的方法。下面對一個二端口網(wǎng)絡的天線進行S參數(shù)的分析。

雙天線系統(tǒng)是一個無源二端口網(wǎng)絡,用ai表示第i個端口的入射波,用bi表示第i個端口的反射波。入射波矢量a=(a1,a2)T,反射波矢量b=(b1,b2)T,其中:T表示矩陣的轉(zhuǎn)置。則有:

所有的波矢量都是復數(shù),則入射功率和反射功率由下式給出:

式中:|·|表示復數(shù)的模,上角標H表示厄米特轉(zhuǎn)置。那么,輻射功率就可以表示為:

式中:H就是輻射矩陣,并且輻射矩陣是個厄米特量(HH=H),而厄米特矩陣是可以通過一個相似變換而對角化的。因此有:

式中:A=diag{λ1,λ2},而Q是幺正的(即QQH=I)。根據(jù)厄米特矩陣的性質(zhì),兩個正交值λ1和λ2都是實數(shù),并且小于等于1。將式(5)代入式(4)得:

則Q矩陣的第i列qi就稱為天線陣列的正交模式。|ai|2表示第i個端口的入射功率;|mi|2表示第i個正交模式的激發(fā)功率。由于Q的幺正性,有|a|2=|m|2,這就保證了入射總功率等于激發(fā)起的正交?？偣β省６薸則反應了正交模式的輻射效率。

與輻射功率相對的是反射功率。根據(jù)(5)式及厄米特矩陣的性質(zhì),如果Q可以將H化為對角矩陣,則S也可以化為對角矩陣。有:

則反射矢量可以寫為:

為了使正交模式的輻射效率最大,文獻和文獻詳細論述了等效耦合參數(shù)的方法。對于一個雙天線系統(tǒng),等效去耦合網(wǎng)絡如圖4所示,其中S是天線的反射參數(shù),SD是去耦合網(wǎng)絡的反射參數(shù),文獻指出加入了去耦合系統(tǒng)的S參數(shù)可以表示為:

則等效天線的Ss參數(shù)將是對角化的,并且它的等效天線輸入端口將是去耦合的。Q的列向量也就是天線的正交輻射模式。下一節(jié)將使用以上理論分析第1部分設計的天線的參數(shù),并將其輸入端的耦合去掉。

3 等效耦合器的設計

對于一個雙天線系統(tǒng),應該有兩個正交模同時存在,去耦合網(wǎng)絡是一個四端口網(wǎng)絡,正交輻射矩陣可以寫為:

所以去耦合網(wǎng)絡的S參數(shù)可以表示為:

這是一個180°定向耦合器,也稱為rat-race網(wǎng)絡,如圖5所示。物理上可以通過微帶實現(xiàn),如圖6所示。然而對于第1部分提出的710MHz 天線,由于波長太長,這樣的耦合器在移動設備上無法實現(xiàn)。為了實現(xiàn)去耦合,可以用貼片電感和電容做出成等效傳輸線,從而用電感和電容做成一個耦合網(wǎng)絡,這就可以顯著降低耦合器占用的體積。如圖7所示,一個等效1/4波長傳輸線可以用兩個電容和一個電感來等效代替。電容和電感的計算公式為:

由于第二部分設計的天線傳輸線阻抗是50Ω,所以1/4傳輸線的阻抗是70.7Ω,將710MHz代入,則可以求得 L=15.8nH,C=3.17pF。這樣,就可以設計出180°的混合耦合器如圖8所示。將耦合器的3,4端口通過通孔連接天線,1,2端口接饋電網(wǎng)絡,就可構(gòu)成一個雙天線的去耦合系統(tǒng)。

4 710MHz的LTE雙天線與去耦合網(wǎng)絡的聯(lián)合仿真

本文使用ADS對雙天線系統(tǒng)的去耦合網(wǎng)絡進行仿真。先在ADS中設計出耦合器的電路,如圖8所示,然后將第1部分設計的LTE天線使用HFSS仿真出的S參數(shù)導出為SNP文件,最后將SNP文件導入到ADS中,進行聯(lián)合仿真。SNP文件的兩個輸入端口接耦合器的3、4端口,耦合器的1,2端口接饋電端。仿真結(jié)果如圖9所示?？梢?加入了去耦合網(wǎng)絡后,S12和S21降到了30dB以下。由于輸入端口存在著不匹配,所以S11和S22太大,不能滿足要求,這可以通過在饋電端口加入匹配網(wǎng)絡來改善。通過ADS的優(yōu)化設置,可知當匹配網(wǎng)絡先并聯(lián)一個3.815nH電感,再串聯(lián)一個14 nH的電感后,S11和S22均可以達到滿意的效果,S12和S21也進一步減小到-35dB以下。加入匹配網(wǎng)絡后的仿真結(jié)果如圖10所示,從圖中也可以看出,S11只是在一個很窄的帶寬內(nèi)滿足要求,這也是DMN技術的局限。

5 結(jié)語

本文從s參數(shù)的角度分析了一個雙天線系統(tǒng)的去耦合方法,并通過一個天線設計實例,使用HFSS和ADS進行去耦合前和去耦合后的仿真。結(jié)果顯示加入去耦合網(wǎng)絡和匹配網(wǎng)絡后兩個天線間的耦合可以降低至-35dB以下,反射系數(shù)也可達到-15dB以下,這滿足了工作于710MHz的移動設備的要求。下一步的研究工作將是如何增加耦合器的帶寬,從而使這種設計能夠靈活工作于一個更寬的頻帶。

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