差分信號回流路徑的HFSS全波電磁場解析（回路和眼圖案例）

詳情可參見本文:“什么是奇模偶模”或“什么是奇模偶模、差模共模” 可以讓你更好了解差分信號的類型。

1、差分信號簡介

當(dāng)驅(qū)動器在傳輸線上驅(qū)動一路信號時(shí),在信號線和返回路徑之間會存在一個(gè)信號電壓,通常稱為單端傳輸線信號。當(dāng)兩路驅(qū)動器驅(qū)動一個(gè)差分對時(shí),除了各自的單端信號外,這兩路信號線之間還存在著一個(gè)電壓差,稱為差分信號。與單端信號相比,差分信(Differential Signal)在信號完整性方面有很多優(yōu)勢。如降低了軌道塌陷和EMI,有更好的抗噪聲能力,對衰僐不敏感。在高速電路設(shè)計(jì)中的應(yīng)用越來越廣泛,電路中最關(guān)鍵的信號往往都要采用差分結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)。

承載差分信號的任一一對走線就稱為差分走線。差分傳輸線具有兩種獨(dú)特的傳傳輸方式---奇模方式和耦模方式。奇模方式在兩個(gè)傳輸信號間存在以個(gè)非零電位,耦模方式一對信號相對GND有一個(gè)非零電位。而實(shí)際的差分信號帶有直流偏置的差分信號。

2、差分信號回路三維建模

為了對差分信號回路進(jìn)行精確的分析,需要借助三維的電磁場仿真軟件。選用了Ansoft的HFSS進(jìn)行三維建模和分析。HFSS是基于三維電磁場設(shè)計(jì)的EDA標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計(jì)工具。HFSS依據(jù)其獨(dú)有的模式、節(jié)點(diǎn)和超寬帶插值掃頻專有技術(shù),利用有限元(FEM)快速精確求解整板級PCB或整個(gè)封裝結(jié)構(gòu)的所有電磁特性,真正全面考慮(準(zhǔn))靜態(tài)仿真中無法分析的有失配、耦合、輻射及介質(zhì)損耗等引起的電磁場效應(yīng),從而得到精確的頻域高頻特性(如S參數(shù)等)并生成全波Spice模型以支持高頻、高速、高密度PCB應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)精確的Spice寬帶電路仿真設(shè)計(jì)。

為了表明較長回流路徑的影響,參見圖2,描述了一根帶狀線跨過了地參考平面上的一個(gè)溝壑,構(gòu)建的一個(gè)不連續(xù)回流路徑的簡單模型,該模型結(jié)構(gòu)簡單,回流路徑很容易被理解,同時(shí)它也能被擴(kuò)展應(yīng)用到更多的常見結(jié)構(gòu)中。定義信號回路的信號在PCB板上的位置以及PCB疊層如圖1和結(jié)構(gòu)如圖2所示,為帶狀線,特征阻抗100歐姆,銅箔厚度0.035mm,信號線線寬0.127mm,信號的間隙為0.2286mm,線長5cm.介質(zhì)厚度為0.1524mm,GND的銅箔度。0.035mm,介電常數(shù)4.0.

圖1PCB疊層結(jié)構(gòu)

信號跨分割溝壑,即信號的參考平面不是完整平面。回流路徑中的間隙通常用于隔離電路板上的某個(gè)區(qū)域。當(dāng)電源平面用做參考層或使用分離電源層時(shí)也會出現(xiàn)開槽的間隙。有時(shí)在回流路徑中出現(xiàn)了非故意的開槽間隙,像回流路徑中出砂孔過分刻蝕和交疊的情況,造成信號回流參考平面不完整。如圖2所示:

如圖2跨越地平面溝壑信號的平面幾何圖形

根據(jù)圖1和圖2,在HFSS下進(jìn)行三維建模如圖4,導(dǎo)線處在介電常數(shù)為4.0,損耗角正切為0.02的板材中,板材的上下側(cè)均為銅箔參考平面,導(dǎo)線的差分特征阻抗為102歐姆。

圖3完整參考平面的三維幾何圖形

3、完整參考平面回路場效應(yīng)分析

導(dǎo)線的兩端定義端口分別為Waveport1和Waveport2,端口Waveport1的激勵定義為Waveport阻抗為50歐姆,差分阻抗為100歐姆;端口Waveport1的邊界條件定義為Waveport阻抗為50歐姆,差分阻抗為100歐姆。場分析時(shí),在整板外圍設(shè)計(jì)為50C50C40空氣體,將該空氣體的吸收邊界條件定義為Radiation.在HFSS中,設(shè)定求解的頻率為2.5GHz,最大的ΔS為0.05,設(shè)置為5%能滿足精度要求而又不需要花費(fèi)太多的時(shí)間,在此基礎(chǔ)上加入間插頻率掃描分析,即定義全波模型適用的頻率范圍,從0.01GHz掃描5GHz,步長0.01GHz,誤差2%,進(jìn)行分析計(jì)算。結(jié)果如下圖5為:

根據(jù)S參數(shù)的基本知識,如果以Waveport1作為信號的輸入端口,Waveport2作為信號的輸出端口,S11表示回波損耗,也就是有多少能量被反射回源端,這個(gè)值越小越好,一般建議S11<0.1,即-20dB,S21表示插入損耗,也就是有多少能量被傳輸?shù)侥康亩?Port2)了,這個(gè)值越大越好,理想值是1,即0dB,越大傳輸?shù)男试礁?一般建議S21>0.7,即-3dB.

圖4S參數(shù)

圖5完整參考平面-S參數(shù)曲線圖

如圖4可以查出:T1的S11為0.059688,S21為0.9086;T2的S11為0.016963,S21為0.90776.

如圖5:T1和T2的S21<-20dB,S11<-3dB.從上面的S參數(shù)可以判斷該信號為正常。

然后進(jìn)行銅箔平面的場的定義。

銅箔平面GND1 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖6所示:

圖6完整參考平面情況下GND1的電場分布圖

銅箔平面GND1 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖7所示:

圖7完整參考平面情況下GND2的電場分布圖

如圖6和7可以明顯看出T1和T2的電場能量主要集中貼近差分信號下面的GND1層。由于GND1與SIG間的FR4_1的板材厚度為0.1651mm;GND2與SIG間的FR4_2的板材厚度為0.7099mm,GND1與SIG間距比GND2與SIG間距小。GND2層的電場能量相對GND1的電場能量要少得多,從圖7可以看到紅色區(qū)域是電場能量最大的地方。高速信號的回流路徑緊貼最近的參考平面回流。

當(dāng)回流路徑上存在不連續(xù)點(diǎn)的時(shí)候,電流就要繞過這些不連續(xù)的地方,從而增大了回路面積,回路面積的增加就會導(dǎo)致電感的增加,這就會造成信號完整性的問題。回流路徑的不連續(xù)會造成的最基本的效應(yīng)就是等效地增加了電路上的串聯(lián)電感,而感應(yīng)系數(shù)的大小則由電流實(shí)際繞過的距離來決定。那么對于一個(gè)電子信號來說,它需要尋找一條最低阻抗最小電感的電流回流到地的途徑,所以如何處理信號回流就變得非常關(guān)鍵。而差分信號不同于單端信號,差分信號是由奇模方式和耦模方式組成的。在奇模的情況下可以在兩個(gè)導(dǎo)體正中間豎直畫一條線,這樣穿過它的電力線都是和這條線垂直正交的。那么在奇模情況下的兩個(gè)導(dǎo)體之間存在一個(gè)虛擬的地。當(dāng)奇模信號的回路不理想時(shí),這個(gè)虛擬的地就可以給信號提供一定的參考,繼而可以降低因?yàn)榉抢硐牖芈范斐傻膶π盘栙|(zhì)量的影響。但耦模分量沒有虛擬的地參考回路,在跨越開槽間隙是耦模分量會受到嚴(yán)重的影響。那么,參考平面間隙究竟對差分信號完整性影響有多大呢?帶著這個(gè)問題,開始下面的參考平面間隙對差分信號回流路徑影響的分析。

4、開槽GND1參考平面其回路場效應(yīng)分析及S參數(shù)分析

將參考平面GND1開槽,參考平面GND2保持完整,其三維幾何圖形如圖8:

圖8參考GND1平面開槽的三維幾何圖形

導(dǎo)線的兩端定義端口分別為Waveport1和Waveport2,端口Waveport1的激勵定義為Waveport阻抗為50歐姆,差分阻抗為100歐姆;端口Waveport1的邊界條件定義為Waveport阻抗為50歐姆,差分阻抗為100歐姆。場分析時(shí),在整板外圍設(shè)計(jì)為50C50C40空氣體,將該空氣體的吸收邊界條件定義為Radiation.在HFSS中,設(shè)定求解的頻率為2.5GHz,最大的ΔS為0.05,設(shè)置為5%能滿足精度要求而又不需要花費(fèi)太多的時(shí)間,在此基礎(chǔ)上加入間插頻率掃描分析,即定義全波模型適用的頻率范圍,從0.01GHz掃描5GHz,步長0.01GHz,誤差2%,進(jìn)行分析計(jì)算。結(jié)果如下圖9:

圖9參考平面GND1開槽-S參數(shù)曲線圖。

圖10S參數(shù)

如圖10:可以查出:T1的S11為0.36357,S21為0.79713;T2的S11為0.382,S21為0.78853。

如圖9:T1和T2的S21均不小于-20dB,S11接近-3dB.回波損耗S11,GND1開槽和完整參考平面相比較,GND1開槽的回波損耗S11(大約在0.37)要比整參考平面的回波損耗S11(大約在0.035)差了一個(gè)數(shù)量級,GND1開槽的情況下信號有部分能量反射會源端,致使回波損耗S11變大。

由于差分信號分為奇模方式和耦模方式,對于差分信號我們要關(guān)心的S參數(shù)還有SDD……DIFFERENTIAL-TO-DIFFERENTIAL PARAMETERSSCC……COMMON-TO-COMMON PARAMETERS在奇模和耦模的形式下S參數(shù)的比較。由于插入損耗大那么回波損耗就小。為了使問題簡單話,在此之比較SDD21和SCC21,即只比較奇模和偶模的插入損耗。在這將完整參考平面與參考平面GND1開槽兩種情況進(jìn)行SDD21和SCC21的S參數(shù)曲線進(jìn)行比較。如圖11所示:

圖11完整參考平面與參考平面GND1開槽-奇模和耦模的S參數(shù)比較圖

如圖11所示,開槽對奇模影響很小,對耦模影響很大。在奇模情況下的兩個(gè)導(dǎo)體之間存在一個(gè)虛擬的地。當(dāng)奇模信號的回路不理想時(shí),這個(gè)虛擬的地就可以給信號提供一定的參考,繼而可以降低因?yàn)榉抢硐牖芈范斐傻膶π盘栙|(zhì)量的影響。而耦模分量沒有虛擬的地參考回路,在跨越開槽區(qū)域時(shí)需繞路而行,增加了耦模分量的回流路徑從而造成耦模分量信號質(zhì)量的劣化。

然后進(jìn)行銅箔參考平面的場定義。

銅箔GND1參考平面GND1 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖12所示:

圖12GND1平面開槽情況下GND1的電場分布圖

銅箔GND2參考平面Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖13所示:

圖13GND1平面開槽情況下GND2的電場分布圖

將圖6、圖7和圖12、13比較,在GND1開槽后,平面GND1和平面GND2的電場能量分布均有較大的差別。電場能量不再完全集中在信號下方而是在整個(gè)平面上高低不同的電場能量都,但是在信號正下方電場能量要比整個(gè)平面其它區(qū)域要強(qiáng)。

5、繼承以上條件,將開槽改為在參考平面GND2上,參考平面GND1保持完整,其三維幾何圖形如圖11:

圖14參考GND2平面開槽的三維幾何圖形

進(jìn)行分析計(jì)算。結(jié)果如下為:

圖15S參數(shù)

如圖8可以查出:T1的S11為0.33514,S21為0.90913;T2的S11為0.048959,S21為0.90467.

與圖相比T1的S11為0.36357,S21為0.79713;T2的S11為0.382,S21為0.78853.GND2開槽比GND1開槽對信號質(zhì)量影響要小。由于GND2與SIG的介質(zhì)較厚,相對的電場能量更多的集中在GND1.

圖16參考平面GND2開槽——S參數(shù)曲線圖

對圖10和圖16進(jìn)行插入損耗的S參數(shù)和回波損耗的S參數(shù)比較如圖17.

圖17參考平面GND1開槽與參考平面GND2開槽S參數(shù)比較圖

如圖17所示:由于GND2與SIG的介質(zhì)較厚,相對的電場能量更多的集中在GND1,所以在GND2開槽對信號的質(zhì)量影響要比在GND1開槽小的多。

在奇模和耦模的形式下S參數(shù)的比較。信號回路的電場能量主要集中在臨近的參考平面上。在此之比較SDD21和SCC21,即只比較奇模和偶模的插入損耗。在這將開槽平面GND1與開槽平面GND2進(jìn)行SDD21和SCC21的S參數(shù)曲線進(jìn)行比較。如圖18所示:

圖18開槽平面GND1與開槽平面GND2奇模和耦模的S參數(shù)比較圖

如圖18所示:開槽對奇模影響小,對耦模影響大;對鄰近的參考平面開槽對信號質(zhì)量的影響要比相對遠(yuǎn)的的參考平面開槽要小。

然后進(jìn)行銅箔參考平面的場定義。

銅箔參考平面GND1 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖19所示:

圖19GND2平面開槽情況下GND1的電場分布圖

銅箔參考平面GND2 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖20所示:

圖20參考平面GND2開槽情況下GND2的電場分布圖

將圖6、圖7和圖19、20比較,在GND2開槽后,平面GND1和平面GND2的電場能量分布均有較大的差別。電場能量不再完全集中在信號下方而是在整個(gè)平面上高低不同的電場能量都,但是GND1參考平面的電場分布變化較小,電場能量分布還是主要集中了信號的正下方。相比較而言GND2參考平面的電場能量分布變化較大。當(dāng)信號線返回與回流路徑平面間的距離大于等于兩信號線邊緣距離時(shí),回流路徑平面內(nèi)的電場能量相互重疊,回流路徑平面的存在對信號線。此時(shí),對于差分信號來說,主要以GND1做為回流路徑。

6、繼承以上條件,在參考平面GND1和GND2均開槽的三維幾何圖形如圖21.

圖21參考平面GND1和參考平面GND2均開槽的三維幾何圖形

進(jìn)行分析計(jì)算。結(jié)果如下圖22、23:

圖22參考平面GND1和GND2均開槽--S參數(shù)曲線圖

圖23S參數(shù)

如圖22可以查出:T1的S11為0.53287,S21為0.6064;T2的S11為0.59312,S21為0.56752.

S11>-3dB,S21>-20dB.在這種情況下信號質(zhì)量嚴(yán)重劣化,根本不能保證信號的正常傳輸。

對圖10、圖16和圖23進(jìn)行參考平面GND1開槽、參考平面GND2開槽與參考平面GND1和GND2均開槽插入損耗的S參數(shù)比較圖,如圖24:

圖24三種參考平面開槽情況的S參數(shù)比較圖

對三種參考平面開槽方式的SDD21和SCC21的S參數(shù)曲線進(jìn)行比較。如圖25所示:

圖25三種參考平面開槽方式的奇模和耦模的S參數(shù)比較

如圖26和圖27,三種參考平面開槽方式對信號傳輸質(zhì)量帶來的影響有較大的區(qū)別。GND2參考平面開槽對信號傳輸質(zhì)量影響最小;其次是GND1參考平面開槽;對信號傳輸質(zhì)量影響最大的是GND1和GND2兩個(gè)參考平面據(jù)開槽的情況。前兩種情況是否能滿足信號質(zhì)量,還要看開槽的大小和信號的波長。由于時(shí)間有限在這里不做研究,在后期會繼續(xù)探討。

然后進(jìn)行銅箔參考平面的場定義。

銅箔參考平面GND1 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖26所示:

圖26兩個(gè)參考平面均開槽情況下GND1的電場分布圖

銅箔參考平面GND2 Polt fields為Mag_E,結(jié)果如圖27所示:

圖27兩個(gè)參考平面均開槽情況下GND2的電場分布圖

將圖6、圖7和圖28、29比較,在GND2開槽后,平面GND1和平面GND2的電場能量分布均有較大的差別。電場能量不再完全集中在信號下方而是在整個(gè)平面上高低不同的電場能量都,GND1和GND2參考平面的電場分布均有較大變化,電場能量分布散落在兩個(gè)參考平面上

7、模型輸出

Star-Hspice是高精確度的模擬電路仿真軟件,是世界上最廣泛應(yīng)用的電路仿真軟件,它無與倫比的高精確度和收斂性已經(jīng)被證明適用于廣泛的電路設(shè)計(jì)。Star-Hspice能提供設(shè)計(jì)規(guī)格要求的最大可能的準(zhǔn)確度。

在HFSS中設(shè)置進(jìn)行參數(shù)分析,設(shè)置為對多個(gè)離散點(diǎn)進(jìn)行分析,分別對完整參考平面、GND1平面開槽、GND2平面開槽、GND1和GND2平面均開槽這四種情況進(jìn)行了S參數(shù)分析,分析完成后,依次對每種情況,輸出其全波的Star-Hspice格式Spice模型,從而完成信號回流路徑的全波Spice模型的提取。

從HFSS中輸出的Star-Hspice格式的Spice模型,文件頭如下所示:

*BEGIN ANSOFT HEADER

*node 1 WavePort1:T1_pos

*node 2 WavePort1:T1_neg

*node 3 WavePort1:T2_pos

*node 4 WavePort1:T2_neg

*node 5 WavePort2:T1_pos

*node 6 WavePort2:T1_neg

*node 7 WavePort2:T2_pos

*node 8 WavePort2:T2_neg

*Format: HSPICE

*Model: Full-wave Spice Pole-Residue

*Type: Sparam

*END ANSOFT HEADER

.subckt TMUX_MID3_test1_fws 1 2 3 4 5 6 7 8

Rport1 1 n2 50

Vam1 n2 2 dc=0

Rport2 3 n4 50

Vam2 n4 4 dc=0

Rport3 5 n6 50

Vam3 n6 6 dc=0

Rport4 7 n8 50

Vam4 n8 8 dc=0

8、對以上四種情況在Hspice下進(jìn)行時(shí)域仿分析

Hspice簡介。

Hspice仿真器提供了任何集成電路的仿真設(shè)計(jì)環(huán)境,如:網(wǎng)表生成,仿真控制、仿真結(jié)果觀察分析、測試點(diǎn)、反標(biāo)仿真結(jié)果等,這些流程可以適用于目前大多數(shù)EDA設(shè)計(jì)工具。

Hspice是事實(shí)上的Spice工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)仿真軟件,在業(yè)內(nèi)應(yīng)用最為廣泛,它具有精度高、仿真功能強(qiáng)大等特點(diǎn)。沒有提供方便直觀的界面調(diào)入器件模型及電路連接,它使用純文本格式來描述電路的連接關(guān)系及電路中的各個(gè)模型,不適合初級用戶。

在Hspice仿真主文件test.sp對完整參考平面(test1)、GND1平面開槽(test3)、GND2平面開槽(test4)、GND1和GND2平面均開槽(test5)四種模型定義同一的源。進(jìn)行時(shí)域仿真比較眼圖。主文件test.sp的內(nèi)容如下:

*定義偽隨機(jī)碼發(fā)生器

Vin1 in1+ com1 LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vin2 com1 in1- LFSR(-0.1 0.1 0 100p 100p 2.5g 1 [7,6] rout=0)

Vcom1 com1 0 0

*調(diào)用模型庫

.include "./TMUX_MID3_test1_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test3_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test4_fws.lib"

.include "./TMUX_MID3_test5_A_fws.lib"

*調(diào)用子電路

Xtest1 in1+ 0 in1- 0 out1+ 0 out1- 0 TMUX_MID3_test1_fws

*終端端接50ohm 的電阻到GND

R1 out1+ 0 50.0

R2 out1- 0 50.0

Xtest3 in1+ 0 in1- 0 out3+ 0 out3- 0 TMUX_MID3_test3_fws

R3 out3+ 0 50.0

R4 out3- 0 50.0

Xtest4 in1+ 0 in1- 0 out4+ 0 out4- 0 TMUX_MID3_test4_fws

R5 out4+ 0 50.0

R6 out4- 0 50.0

Xtest5 in1+ 0 in1- 0 out5+ 0 out5- 0 TMUX_MID3_test5_A_fws

R7 out5+ 0 50.0

R8 out5- 0 50.0

*定義鋸齒電壓波

.param ewidth=800ps ephase=ewidth/4

et1 t1 0 Vol= "(TIME - int(TIME/ewidth)*ewidth)"

et2 t2 0 Vol= "((TIME+ephase) - int((TIME+ephase)/ewidth)*ewidth)"

et3 t3 0 Vol= "((TIME+2*ephase) - int((TIME+2*ephase)/ewidth)*ewidth)"

et4 t4 0 Vol= "((TIME+3*ephase) - int((TIME+3*ephase)/ewidth)*ewidth)"

rt1 t1 0 1Meg

rt2 t2 0 1Meg

rt3 t3 0 1Meg

rt4 t4 0 1Meg

*瞬態(tài)分析

.Tran 1p 40n start=0n

.end

在Hspice對主文件test.sp進(jìn)行仿真分析,生成test.tr0波形文件,由于在Hspice下看眼圖有回波線如圖28,影響實(shí)際眼圖效果。

圖28四種情況在Hspice下進(jìn)行時(shí)域分析的眼圖比較。

為了更清楚的看眼圖的實(shí)際情況,利用Spice explorer工具來看test.tr0文件。如下圖:

圖29四種情況在Hspice下進(jìn)行時(shí)域分析的眼圖比較

如圖29,進(jìn)行時(shí)域分析和S參數(shù)分析的結(jié)論一樣。信號的回流路徑緊貼在鄰近的參考平面上。開槽參考平面GND1對信號質(zhì)量影響大,開槽參考平面GND2對信號質(zhì)量影響小。

開槽對于奇模方式幾乎沒有什么影響,由于奇模情況下的兩個(gè)導(dǎo)體之間存在一個(gè)虛擬的地。

當(dāng)奇模信號的回路不理想時(shí),這個(gè)虛擬的地就可以給信號提供一定的參考,繼而可以降低因?yàn)榉抢硐牖芈范斐傻膶π盘栙|(zhì)量的影響。而耦模分量沒有虛擬的地參考回路,在跨越開槽區(qū)域時(shí)需繞路而行,增加了耦模分量的回流路徑從而造成耦模分量信號質(zhì)量的劣化。對于差分信號跨越開槽不能簡單的說:差分信號彼此間可以提供回流路徑,所以跨越參考平面開槽影響不大,這種想法不夠全面。差分傳輸線具有兩種獨(dú)特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。

對于跨越開槽間隙只能說對奇模傳輸方式幾乎沒有影響,但耦模傳輸方式的影響如同單端信號所受的影響。

建議:

盡管兩根差分信號的奇模傳輸方式可以互為回流路徑,跨開槽間隙對耦模傳輸方式會割斷信號耦模傳輸?shù)幕亓?同時(shí)跨分割部分的傳輸線會因?yàn)槿鄙賲⒖计矫娑鴮?dǎo)致阻抗的不連續(xù)。由于差分傳輸線具有兩種獨(dú)特的傳輸方式---奇模方式和耦模方式。而奇模與偶模的傳輸時(shí)延不一樣,若采用差分信令的差分對因?yàn)槟承┰虿粚ΨQ或不平衡,這些因素都會導(dǎo)致信號出現(xiàn)抖動。不要認(rèn)為差分信號相互提供互為回路路徑,即使跨越分割也不會對信號傳輸質(zhì)量造成影響。差分信號跨開槽間隙要慎重,根據(jù)實(shí)際情況仿真來確定開槽間隙對信號完整性的影響。

以下內(nèi)容適用于單端信號,也同樣適用于差分信號。

對于非理想回路來說,另一個(gè)影響就是跨溝傳輸?shù)亩喔盘栕呔€之間將具有很高的耦合系數(shù)。其耦合的機(jī)理是源于溝壑本身:能量被耦合到開槽里,然后通過開槽線(slotline)的模式傳到其它走線上。開槽線也是一種傳輸線,在這種模式下,開槽兩邊的導(dǎo)體之間會形成場。由驅(qū)動的角度來看,回路的不連續(xù)可以看作是串聯(lián)了一個(gè)電感。如果回路繞過的距離比較小,那么由于感性濾波的作用,信號的上升沿會有一定的衰僐;而如果回路繞過的距離比較大,那么信號的上升沿將會出現(xiàn)臺階現(xiàn)象。需要注意的是,在處理高速信號的時(shí)候,永遠(yuǎn)不要讓兩根或以上的走線同時(shí)跨越參考平面的溝壑,盡可能保證信號走線下面的參考平面的連續(xù)性。有時(shí)候跨溝現(xiàn)象是不可避免的,比如在有些設(shè)計(jì)中,走線必須經(jīng)過封裝的抽氣孔(degassing holes)或者過孔反焊盤(anti-pad)區(qū)域的上方。如果信號跨溝是不可避免的,那么在跨溝處信號線的兩側(cè)放置一些去耦電容可以降低影響,因?yàn)檫@些電容可以為信號的回路供了一個(gè)交流的通路。雖然提供這樣的交流短路電容可以顯著的縮短溝壑的(有效)長度,但是實(shí)際上往往是不可能在總線的每根走線之間都放置這樣的電容。通過分析了信號走線跨越地平面溝壑的情況,可以得出一些關(guān)于參考平面開槽的非理想回流路徑的大致結(jié)論。

●非理想回路呈現(xiàn)出感性的不連續(xù)性。

●非理想回路將慮掉信號中的一些高頻分量,從而延緩了信號的邊沿速率。

●如果回路的繞過的路徑較長,這種非理想的回路將在接收端產(chǎn)生一些SI的問題。

●非理想回路增加了回路的面積,繼而產(chǎn)生一些EMI問題。

●非理想回路將顯著地增大跨溝信號之間的耦合系數(shù)。

總結(jié):在PCB設(shè)計(jì)時(shí),信號回流和跨分割的處理:

1.根據(jù)上面分析可以知道,輻射強(qiáng)度是和回路面積成正比的,就是說回流需要走的路徑越長,形成的環(huán)越大,它對外輻射的干擾也越大,所以,PCB布板的時(shí)候要盡可能僐小電源回路和信號回路面積。

2.對于一個(gè)高速信號來說,提供好的信號回流可以保證它的信號質(zhì)量,這是因?yàn)镻CB上傳輸線的特征阻抗一般是以地層或電源層為參考來計(jì)算的,如果高速線附近有連續(xù)的地平面,這樣這條線的阻抗就能保持連續(xù),如果有某段線附近沒有了地參考,這樣阻抗就會發(fā)生變化,不連續(xù)的阻抗從而會影響到信號的完整性。所以布線的時(shí)候要把高速線分配到靠近地平面的層,或者高速線旁邊并行走一兩條地線,起到屏蔽和就近提供回流的功能。

3.布線時(shí)盡量不要跨電源分割,因?yàn)樾盘柨缭搅瞬煌碾娫磳雍?它的回流途徑就會變長,容易受到干擾。當(dāng)然,不是所有的信號都不能跨越分割,對于低速信號是可以的,因?yàn)楫a(chǎn)生的干擾相比信號可以不予關(guān)心。對于高速信號就要嚴(yán)格些,盡量不要跨越。

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